高効率の電圧変換比固定、降圧・昇降圧コンバータを使うことで、移動範囲、バッテリー駆動時間、積載量を拡大

ロボットの移動距離を広げ、生産性を高めて柔軟な運用を可能にするには、電力供給ネットワーク（PDN）の設計の最適化が役に立ちます。しかしながら、電源システム、アーキテクチャが混雑になるため、慎重に検討する必要があります。組み込まれるバッテリー電圧はさまざまであり、負荷の種類も多岐にわたります。これらは、高性能AIコンピュータシステムやモータドライブ、センサー、通信システム、ロジックボードやプロセッサ等という、典型的なシステム構成要素かもしれません。システムが隙間なく密集した状態で大電力のスイッチングレギュレータを使うと、EMI の問題が必ず発生するため考慮 が必要です。これは ロボットの電源システム 特有の課題であり、新しいアプローチによる解決が求められます。

Vicorの高電力密度・高性能の電源モジュールを用いて、電力供給ネットワーク (PDN)を設計することで、これらの課題が解決できます。技術の基本原理を考え、スーパーコンピュータ・アプリケーションの経験を活かすことで、最新ロボットの電源システムの性能向上と設計のフレキシビリティを高める方法を提案します。それには、Vicor の電圧変換比固定コンバータ と 高効率、広入力範囲のゼロ電圧スイッチング (ZVS) 降圧・昇降圧レギュレータ を用います。

2つのアプローチ:

1. 広い入力電圧範囲を持つ降圧レギュレータと昇降圧レギュレータを用います。電力供給ネットワークの入力電圧の上限は75V。これにより、低電圧ロボットで使う電力変換部を、絶縁型DC-DCコンバータにより小型にできます。入力電圧範囲が広いので、プラットフォームのサイズに関係なく、高電圧から低電圧までさまざまなバッテリー電圧に対応できます。

2. 電圧変換比固定のDC-DCコンバータ を用います。このコンバータにより、電力源の電圧を効率よく昇降圧することができ、PDN内の高い過渡応答性能の実現や、高電圧の電力源への対応ができます。

これらの2つのアプローチを使うと様々な 電力供給ネットワークのアーキテクチャ を構成することができます。目的のモバイルロボットシステムに合わせてアプローチを選びます。

モジュールで構成する手法の、サイズ・重量・性能における強み

最先端ロボットには、ライダーやGPU、サーボドライブに加え、LED投光器のような定電流負荷などが搭載されますが、新たに負荷を追加するときにはその負荷電圧に対応する、実績のあるDC-DCコンバータを使いたくなります。この方法は一見便利ですが、システムの複雑さが増すため、電力要件とアーキテクチャを包括的に検討する必要がでてきます。最新のパワーコンバータ技術を用いた電源システムは、サイズ、重量、性能、コストの面で大きな利点があります。負荷の変動範囲が広くバッテリー電圧の変動が小さく、絶縁が不要で、最大電力の継続時間が短くアイドル時間が長いシステムに限れば、とても大きな利点があります。

最新の高効率・非絶縁型の降圧コンバータや昇降圧コンバータを用いることで、入力電圧が24V以上の場合でも、システム全体の性能を向上させることができます。

電圧変換比固定コンバータは、出力インピーダンスが低く過渡応答速度がはやいため、電圧安定化機能をもつDC-DCコンバータで問題になる応答遅延がありません。このコンバータを負荷側に配置することで、低電圧の配線を引き回すことで生じる電圧降下を避けられるため、モーターなどの負荷の電流を素早く立ち上げることが可能になります。

ここで紹介する新しいアーキテクチャのソリューションは、これらの2つのうち、どちらのアプローチでも実現可能です。

一般的なロボットのシステム要件を探る

例えば図1の2つのロボットのプラットフォームには、バッテリーとさまざまな大電力負荷が積まれています。簡単にするために、1つめのロボットプラットフォームに搭載するバッテリーは、57Vフローティングの、15セルのリン酸鉄リチウム（LiFePO4) 電池と仮定します。マニピュレータやその他のサーボドライブを備えたオフロード対応のラストマイル配送ロボットなどと同様のバッテリーです（57V系は、24V系または48V系システムに比べてエネルギー密度が高い）。それよりはるかに大きなプラットフォームに、同等あるいはそれ以上の「頭脳と腕力」が求められる場合はどのような対処法があるでしょうか。例えば自動運転トラックや収穫ロボットに、770Vフローティングの200セルのバッテリーを搭載する場合、またはそのような収穫ロボットをゼロから設計する場合です。

負荷要件は下記の通りとします。

• 48V および 24Vの回生機能付きサーボドライブ
• 12V動作のGPU、CPU ボード（50A 以上）
• 5V と 3.3V の電源を数十アンペアずつ使用
• その他の周辺機器に小電力の補助電源が必要

負荷要件から逆算することで、必要な電圧を作るためのパワーツリーを構築できます（図2）。この方法により、安定化のステージ、絶縁のステージ、電圧変換のステージの各々の最適な数を決めることができるため、不必要にアーキテクチャが複雑になったり、ノイズが増えたり、安定性の問題や好ましくない電圧降下による損失が増大することを避けることができます。これにより、スケーラブルで広い用途に対応した無駄のない高効率の電源ソリューションが実現します。

低電圧の入力電源の場合: 高効率、広い入力電圧範囲の降圧・昇降圧コンバータ

入力のバッテリー電圧が24Vや57Vなど安全超低電圧（SELV) である場合（図2）は、すべての負荷のマイナス端子を、バッテリーのマイナス極に接続できるため、絶縁型DC-DCコンバータは不要です。最新の高電圧降圧コンバータを用いれば、96～97％の高効率が達成でき、スタンバイ時の消費電力が低いためバッテリー寿命が延びます。降圧コンバータの入・出力電圧比がある一定の比率となるデューティサイクルで動作すると、コモンモードのEMIノイズはほとんど発生しません。この例では、バッテリー電圧最大57Vから12Vへ降圧する、優れた降圧コンバータが必要です。

MOSFET を使ったハードスイッチングの降圧コンバータは、ほとんどが、低い入力電圧で「効率97％」と規定していたとしても、入力電圧24V以上ではスイッチング損失のため発熱が大きくなります。そして、例えば24V系プラットフォームを48V系や57V系に変更したときのスイッチング損失は、入力電圧が増えるに従い大幅に増えて、発熱量も増大します。スイッチング周波数を下げれば、損失が低減でき、最小オン幅の問題もなくなりますが、それにより出力インダクタとコンデンサのサイズは大きくなります。

この点に関して、48Vバックプレーンを先行して導入した高性能コンピュータや自動車のアプリケーションが、同様に進化してきたロボットシステムの良い手本となります。進化の結果、降圧コンバータの変換効率は向上しました。48Vを超える電圧から12Vに降圧するときの変換効率は低下することなく96％～97％を維持でき、出力電圧が2.5Vと低い場合でも同様の効率を実現しました。

図3は、入力電圧40～60Vで出力600W・12Vのコンバータについて、80％負荷の状態の効率、損失、およびサイズを比較したものです。:

• ソリューション A: 絶縁型フライバックコンバータ。この方式は多くの設計者が最初に選択します。
• ソリューション B: 絶縁型フライバックコンバータに高電圧のトランジスタを追加し、広範囲の入力電圧に対応したもの。複数の入力電圧のプラットフォームに対応します。
• ソリューション C: スイッチング損失が小さくトランスの損失のない同期整流のZVS降圧コンバータ
• ソリューション D: 入力電圧を1/4に降圧するサイン・アンプリチュード・コンバータ (SAC™) (電圧変換比固定DC-DCコンバータ) 。この方式は電圧安定化制御をしておらず応答速度がはやいため、エネルギーを蓄積するコンデンサが不要。
• ソリューション E: ソリューション D のSACコンバータに昇降圧コンバータを追加して、1つのパッケージにまとめたもの。レギュレータの分の電力損失が増え、入力電圧範囲が40 ~ 60V と狭くなるが、1/16 ブリック相当のサイズながら、変換効率は1/4ブリックDC-DCコンバータに匹敵します。

一般的な降圧コンバータは、大きい入力電圧の変動に対応するためには、スイッチング周波数を下げたりサイズや性能を犠牲にしたりする必要があります。この場合は、2つのモジュールで DC-DCコンバータを構成する方法 (Factorized Power・図4) が適しています。入力電圧36 ～ 75V の昇降圧レギュレータは96～98％と高効率であり、効率97.8％の4:1カレントマルチプライヤ（後述の電圧変換比固定コンバータ）に正確な48Vを給電します。この方法を使うと、省スペースと高いダイナミック性能、高信頼性、高効率が実現します。電圧の安定性を改善するために、レギュレータのフィｄ－バックをカレントマルチプライヤの出力から取ることができます。後述するように、モータードライバーが接続される場合は電力源の電圧ピーク値が60Vを超えることがあるため、定格電圧75Vを選択しました。

電圧変換比固定コンバータ: 高性能の電圧変換／絶縁

サイン・アンプリチュード・コンバータ (SAC™) （図3D) 方式である電圧変換比固定コンバータは、降圧型DC-DCや絶縁型DC-DCと比べて、変換効率が最も高いコンバータです。その名称の通り、入力電圧 (V_IN) を出力電圧 (V_OUT) に一定の比率 K = V_OUT/V_IN  で変換し、電圧を調整せずに出力します。入力電圧が変動すると出力電圧にはそのK倍の変動が現れ、制御ループがないため制御に起因する遅延がありません。

SACコンバータの内部は主に3つのステージからなります。

1. DC入力を正弦波に変換する入力側スイッチングステージ
2. 交流電圧・電流を、入力側と出力側の巻数の比で変換する理想トランスのステージ
3. トランス出力の正弦波を直流に変換する同期整流ステージ

電圧変換比固定コンバータはゼロ電流・ゼロ電圧スイッチング (ZCS/ZVS) により、スイッチング損失を最小限に抑えることができるため、ハードスイッチングコンバータに比べて大幅に高い（数 MHzレベル）スイッチング周波数を実現し、98％の高効率を達成しています。後段に配置するリアクタンス素子やEMIフィルタのサイズを小さくできるため、全体の専有面積を小さくでき、電力密度は大幅に向上します。

電圧変換比固定コンバータは、送電網の交流変圧器と似ています。変圧器は世界中の配電で、実際に役立っており、電圧変換比固定コンバータも同様の働きをします。送電する電圧を、電力源や負荷の電圧よりはるかに高い電圧にすることで、電流を大幅に減らし、送電線の軽量化や低コスト化を実現します。低電圧ケーブルの設置は負荷点の近くのみですみます。電圧変換比固定コンバータを使うと、バッテリー電圧を高効率で昇圧して高電圧の負荷に給電することができます。コンバータは双方向電圧変換・電力回生動作が可能なので、実質的に高電圧の仮想バッテリーや送電線を作り出していることになります。制動エネルギーを回生し、高電圧のバッテリーやバスに送ることも可能です。電圧変換比固定コンバータは容易に並列接続することができます。各コンバータの電流分担は、並列接続した各々のコンバータと配線のインピーダンスで生じる、電圧降下により決まります。

多くのDC-DCコンバータ同様に、絶縁型電圧変換比固定コンバータは出力を直列接続し（図5）、複数の絶縁した出力をバッテリーから取り出すことができます。これにより補助バッテリーが不要となり、コンバータの数やシステム重量を削減でき、無駄のないロボットの構造が実現します。例えば、400Vのシステムで、低インピーダンスの12V と 24V の電源バスが必要な場合を想定してみましょう。出力を直列に繋いだ2つの1:1/32 の絶縁型コンバータは、直列接続した出力と、その中点で分岐することで、両方の電圧バスを作ることができます。可能性は無限大です。

インピーダンス変換の効果で電力源のインピーダンスを下げる

電圧変換比固定コンバータは、送電網の交流トランスのように、一時側から二次側へインピーダンスを変換します。変圧器を通してみたインピーダンスは、電圧変換比の２乗の割合で減少するため、ロボットのアプリケーションにとっては好都合です。

インピーダンス変換の効果を利用すれば、最初の列の2台のロボットのような低電圧システムでも、大容量バイパス・コンデンサなどのエネルギー蓄積素子やEMIフィルタ、その他の回路要素を最大限に活用することができます。例えば770W電源の自動運転システムでは、高電圧をロボットの大きなフレームを通して配電した後に、低電圧に変換してサーボドライブやAIプロセッサなど変動の大きな負荷に給電します。負荷から電源を振り返ってみると、すべての配線とバッテリーの合計インピーダンスは、実際よりも大幅に小さく見えます。

770Vのバッテリー電圧から、変換比 K = 1/16 の電圧変換比固定コンバータ (BCM4414) を用いて48Vに変換すると、図6に示すように電力源のインピーダンスは 1/256 になり、入力コンデンサも同様に1/256 になります。そうすると、かなり小型の入力コンデンサを使うことができます。一方、出力側にコンデンサを設置して、ESR_、 定格電圧、寿命、性能を同等にする場合、コンデンサのサイズはコンバータ本体にも匹敵する大きさになります。電圧安定化機能のあるDC-DCコンバータを使う場合には、コンバータの安定化ループの周波数帯域は、電圧変換比固定コンバータの応答速度と比較してはるかに低くなっています。この制御ループに起因する遅延に加え、コンバータで生じる不連続モードに伴う遅延も重なることにより、実質のコンバータのインピーダンスは増大します。したがって、インピーダンスを低減する効果は限定的です。

大電力で変動が激しい負荷に対しては、抵抗性・誘導性インピーダンスが低減できるので、静特性だけでなく過渡特性も向上します。モーター駆動は通常、瞬間的に電流が大きく変化する高周波パルスなので、電力源インピーダンスが大きいと、端子電圧と電流が歪んでしまいます。同様に、PDNが大きい場合には寄生インダクタンスによって、モーターの巻線に流れる電流が制限されるため、トルクが落ちてしまいます。

ロボットにおけるアプリケーションの問題

軽量で低インピーダンスのハーネスと、配電ネットワークの安定性

以上の理由から、電力需要の増加に対応するためには配電ルートやハーネスに単純な原理を適用し、上述のコンバータを用いて負荷の近くで必要な電圧に変換する高電圧配電が最適であると考えます。高電圧配電は電流を減らせるため、配電損失や（動的な）電圧降下、EMI干渉を低減することができます。また配線を巻いたりねじったり、隣接するPCBプレーン上を通すなど、磁場キャンセルを利用した配置や配線でインダクタンスを低く抑えるのも有効です。

効率とバッテリー寿命

バッテリー寿命という観点では、DC-DCコンバータの損失は負荷による損失と比べれば極端に少ないため無視できると考えがちですが、負荷がスリープモードのときは無負荷損失として現れます。データシートを見ると分かりますが、トランスベースのDC-DCコンバータは、メインスイッチが変圧器を駆動している状態は多くの電力を使っており場合によっては全出力の0.5～1％もの電力を消費します。電圧安定化機能のあるコンバータの中には、無負荷でさらに多くの電力を消費し、最大負荷の数％の損失があるものもあります。

必要のないときは負荷とともにコンバータを止めることもできますが、それでも電力消費はかなりの大きさになります。

トランスベースのコンバータの数をできるだけ減らすのが効果的です。理想的には絶縁が必要なポイント毎に一つを設置し、後段に出力を安定化させるための降圧や昇降圧コンバータを接続することで、アイドル損失を相対的に軽減することができます。

パルススキップや、より高度な手法を使うことにより、降圧・昇降圧コンバータの静止電流はミルアンペア単位になります。

電圧変換比固定タイプと電圧安定化タイプのコンバータ

負荷の入力電圧範囲が電力源と同じかそれ以上に広い場合は、サイズ、効率、性能において電圧変換比固定コンバータが最適です。

770Vから48V・1.5kW に変換する電圧変換比固定コンバータ (図7) の電力損失は、電圧安定化タイプのフォワード型DC-DCコンバータと比べて1/2～1/3程度しかありません。電圧安定化タイプのこのコンバータでは、電圧安定化ステージとトランスの損失が生じるためです。多少不公平にはなりますが具体的な例を挙げると、今までこのシステムの給電に用いていたAC-DCコンバータは、車両のACジェネレータが入力であり、整流器と一般的なPFC昇圧ステージによる損失も余計に生じていました。次の例は、建物や大型機材、ロボット車両などにおいてDCグリッドを利用するメリットを示しています。後者の2つについては最近の技術の進歩により、同じ条件でそれぞれ94%、91% の高い効率を達成していますが、電圧変換比固定コンバータには電圧安定化機能が無いためそれに伴う損失がありません。

変動の大きい負荷

モータドライブにバッテリーから直接給電すると、バッテリーと配線のインピーダンスにより電圧降下が生じるため、電流が制限されます。電圧降下と電流制限の値は、配線の太さと電力源から負荷までの距離から求められます。

電圧変換比固定コンバータを用いることで、負荷から見た実質の電力源インピーダンスが低下するため、コンバータの出力電流ピーク、最終的には電力源の電流ピークが増大します。負荷の大きい変動が引き金となり、過電流や短絡故障に対する保護機能が作動することがあるため、設計するうえで検討が必要です。

例えば図8は、770Vの入力電圧と、4つの35A・K = 1/16 の電圧変換比固定コンバータ (図7に上げたもの) に供給する電流を示しています。図6を内部ブロック図とすると、R_OUT = 3.5mΩ 、Z_PDN = 10Ω (無視できる程度のバッテリーインピーダンスを含む) で48Vのモータドライブに電力供給ができることがわかります。

コンバータをモータドライブの近くに設置することで、10Ω の電力源インダクタンスが10/256となりわずか40mΩ程度、R_OUT を含めても 43.5mΩ まで小さくなります。電流のピーク値は14.7Aですが、これは平均電流値に加えて、低インピーダンスのコンバータからパルス幅変調（PWM）に伴う電流が流れるからです。許容電流ピークは、この値から4～5A 高くする必要があります。

図8: （左） 6kW（ピーク時8kW）の変換比固定コンバータで給電して、48Vのモーターを加速させたときの加速ステップとPWWパルスを示したオシロスコープ画像。770の入力電圧 [赤] は 100V/div、電流 [黄] は 2A/div、20ms/div
（右）ピーク時の拡大（100µs/div）

図9 は、インピーダンス変換の働きを示しています。10µF、ESRが3mΩ の大容量コンデンサを出力に使う代わりに、10mF、ESRが 30mΩ の入力コンデンサが使われています。これにより、入力電源の配線のリップル電流が 11 AP-P から 1 AP-P に減り、ACインピーダンスも10Ω から1Ω 以下になるため、損失は大幅に低減しました。小型の出力LCフィルタを付けた状態で、ピーク電流は 9.75A まで減りました。この値はコンバータの連続電流の制限値 8.75A より大きいですが、短時間の電流制限値 14A より十分小さくなっています。

図9: コンバータ出力180APK (黄色) ・40 A/divと、入力電流 (青) 2A/div、（左）20ms/div (右) 0.1ms/div。入力側に配置したコンデンサでリップルが低減している。